供應(yīng)REXROTH放大器VT-MSPA1-508-10/V0
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德國力士樂REXROTH運(yùn)算放大器（簡稱“運(yùn)放”）是具有很高放大倍數(shù)的電路單元。在實(shí)際電路中，通常結(jié)合反饋網(wǎng)絡(luò)共同組成某種功能模塊。它是一種帶有特殊耦合電路及反饋的放大器。其輸出信號可以是輸入信號加、減或微分、積分等數(shù)學(xué)運(yùn)算的結(jié)果。由于早期應(yīng)用于模擬計(jì)算機(jī)中，用以實(shí)現(xiàn)數(shù)學(xué)運(yùn)算，故得名“運(yùn)算放大器”。運(yùn)放是一個(gè)從功能的角度命名的電路單元，可以由分立的器件實(shí)現(xiàn)，也可以實(shí)現(xiàn)在半導(dǎo)體芯片當(dāng)中。隨著半導(dǎo)體技術(shù)的發(fā)展，大部分的運(yùn)放是以單芯片的形式存在。運(yùn)放的種類繁多，廣泛應(yīng)用于電子行業(yè)當(dāng)中。
力士樂REXROTH放大器設(shè)計(jì)：
運(yùn)放結(jié)構(gòu)的選擇
運(yùn)算放大器的結(jié)構(gòu)重要有三種:(a) 簡單兩級運(yùn)放,(b)折疊共源共柵,(c)共源共柵,如圖1 的前級所示。本次設(shè)計(jì)的運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)指標(biāo)要求差分輸出幅度為±4V, 即輸出端的所有NMOS 管的VDSAT,N 之和小于0.5V,輸出端的所有PMOS 管的VDSAT,P 之和也必須小于0.5V。
主運(yùn)放結(jié)構(gòu)
該運(yùn)算放大器存在兩級:(1)Cascode 級增大直流增益(M1-M8)；(2)、共源放大器(M9-M12)。
共模負(fù)反饋
對于全差分運(yùn)放, 為了穩(wěn)定輸出共模電壓,應(yīng)加入共模負(fù)反饋電路。在設(shè)計(jì)輸出平衡的全差分運(yùn)算放大器的時(shí)候,必須考慮到以下幾點(diǎn):共模負(fù)反饋的開環(huán)直流增益要求足夠大,能夠于差分開環(huán)直流增益相當(dāng);共模負(fù)反饋的單位增益帶寬也要求足夠大,接近差分單位增益帶寬;為了確保共模負(fù)反饋的穩(wěn)定, 一般情況下要求進(jìn)行共模回路補(bǔ)償;共模信號監(jiān)測器要求具有很好的線性特性;共模負(fù)反饋與差模信號無關(guān), 即使差模信號通路是關(guān)斷的。
該運(yùn)算放大采用連續(xù)時(shí)間方式來實(shí)現(xiàn)共模負(fù)反饋功能。
該結(jié)構(gòu)共用了共模放大器和差模放大器的輸入級中電流鏡及輸出負(fù)載。這樣,一方面降低了功耗; 另一方面保證共模放大器與差模放大器在交流特性上保持*。因?yàn)楣材７糯笃鞯妮敵黾壟c差模放大器的輸出級可以*共用,電容補(bǔ)償電路也一樣。只要差模放大器頻率特性是穩(wěn)定的,則共模負(fù)反饋也是穩(wěn)定的。這種共模負(fù)反饋電路使得全差分運(yùn)算放大器可以像單端輸出的運(yùn)算放大器一樣設(shè)計(jì), 而不用考慮共模負(fù)反饋電路對全差分放大器的影響。
電壓偏置電路:寬擺幅電流
在共源共柵輸入級中需要三個(gè)電壓偏置,為了使得輸入級的動態(tài)范圍大一些,寬擺幅電流源來產(chǎn)生所需要的三個(gè)偏置電壓
力士樂REXROTH放大器測量：
運(yùn)算放大器是差分輸入、單端輸出的*增益放大器，常用于高精度模擬電路，因此必須精確測量其性能。但在開環(huán)測量中，其開環(huán)增益可能高達(dá)107或更高，而拾取、雜散電流或塞貝克（熱電偶）效應(yīng)可能會在放大器輸入端產(chǎn)生非常小的電壓，這樣誤差將難以避免。
通過使用伺服環(huán)路，可以大大簡化測量過程，強(qiáng)制放大器輸入調(diào)零，使得待測放大器能夠測量自身的誤差。顯示了一個(gè)運(yùn)用該原理的多功能電路，它利用一個(gè)輔助運(yùn)放作為積分器，來建立一個(gè)具有*直流開環(huán)增益的穩(wěn)定環(huán)路。開關(guān)為執(zhí)行下面所述的各種測試提供了便利。
所示電路能夠?qū)⒋蟛糠譁y量誤差降至低，支持精確測量大量直流和少量交流參數(shù)。附加的“輔助”運(yùn)算放大器無需具有比待測運(yùn)算放大器更好的性能，其直流開環(huán)增益能達(dá)到106或更高。如果待測器件（DUT）的失調(diào)電壓可能超過幾mV，則輔助運(yùn)放應(yīng)采用±15 V電源供電（如果DUT的輸入失調(diào)電壓可能超過10 mV，則需要減小99.9 kΩ電阻R3的阻值。）
DUT的電源電壓+V和–V幅度相等、極性相反?？傠娫措妷豪硭?dāng)然是2 × V。該電路使用對稱電源，即使“單電源”運(yùn)放也是如此，因?yàn)橄到y(tǒng)的地以電源的中間電壓為參考。
作為積分器的輔助放大器在直流時(shí)配置為開環(huán)（高增益），但其輸入電阻和反饋電容將其帶寬限制為幾Hz。這意味著，DUT輸出端的直流電壓被輔助放大器以高增益放大，并通過一個(gè)1000:1衰減器施加于DUT的同相輸入端。負(fù)反饋將DUT輸出驅(qū)動至地電位。（事實(shí)上，實(shí)際電壓是輔助放大器的失調(diào)電壓，更精確地說是該失調(diào)電壓加上輔助放大器的偏置電流在100 kΩ電阻上引起的壓降，但它非常接近地電位，因此無關(guān)緊要，特別是考慮到測量期間此點(diǎn)的電壓變化不大可能超過幾mV）。
測試點(diǎn)TP1上的電壓是施加于DUT輸入端的校正電壓（與誤差在幅度上相等）的1000倍，約為數(shù)十mV或更大，因此可以相當(dāng)輕松地進(jìn)行測量。
理想運(yùn)算放大器的失調(diào)電壓（Vos）為0，即當(dāng)兩個(gè)輸入端連在一起并保持中間電源電壓時(shí)，輸出電壓同樣為中間電源電壓?，F(xiàn)實(shí)中的運(yùn)算放大器則具有幾微伏到幾毫伏不等的失調(diào)電壓，因此必須將此范圍內(nèi)的電壓施加于輸入端，使輸出處于中間電位。
給出了基本測試——失調(diào)電壓測量的配置。當(dāng)TP1上的電壓為DUT失調(diào)電壓的1000倍時(shí)，DUT輸出電壓處于地電位。
理想運(yùn)算放大器具有無限大的輸入阻抗，無電流流入其輸入端。但在現(xiàn)實(shí)中，會有少量“偏置”電流流入反相和同相輸入端（分別為Ib–和Ib+），它們會在高阻抗電路中引起顯著的失調(diào)電壓。根據(jù)運(yùn)算放大器類型的不同，這種偏置電流可能為幾fA(1 fA = 10–15 A，每隔幾微秒流過一個(gè)電子）至幾nA；在某些超快速運(yùn)算放大器中，甚至達(dá)到1 - 2 μA。圖3顯示如何測量這些電流。
該電路與圖2的失調(diào)電壓電路基本相同，只是DUT輸入端增加了兩個(gè)串聯(lián)電阻R6和R7。這些電阻可以通過開關(guān)S1和S2短路。當(dāng)兩個(gè)開關(guān)均閉合時(shí)，該電路與圖2*相同。當(dāng)S1斷開時(shí)，反相輸入端的偏置電流流入Rs，電壓差增加到失調(diào)電壓上。通過測量TP1的電壓變化（=1000 Ib–×Rs），可以計(jì)算出Ib–。同樣，當(dāng)S1閉合且S2斷開時(shí)，可以測量Ib+。如果先在S1和S2均閉合時(shí)測量TP1的電壓，然后在S1和S2均斷開時(shí)再次測量TP1的電壓，則通過該電壓的變化可以測算出“輸入失調(diào)電流”Ios，即Ib+與Ib–之差。R6和R7的阻值取決于要測量的電流大小。
如果Ib的值在5 pA左右，則會用到大電阻，使用該電路將非常困難，可能需要使用其它技術(shù)，牽涉到Ib給低泄漏電容（用于代替Rs）充電的速率。
當(dāng)S1和S2閉合時(shí)，Ios仍會流入100 Ω電阻，導(dǎo)致Vos誤差，但在計(jì)算時(shí)通?？梢院雎运荌os足夠大，產(chǎn)生的誤差大于實(shí)測Vos的1%。
運(yùn)算放大器的開環(huán)直流增益可能非常高，107以上的增益也并非罕見，但250，000到2，000，000的增益更為常見。直流增益的測量方法是通過S6切換DUT輸出端與1 V基準(zhǔn)電壓之間的R5，迫使DUT的輸出改變一定的量（圖4中為1 V，但如果器件采用足夠大的電源供電，可以規(guī)定為10 V）。如果R5處于+1 V，若要使輔助放大器的輸入保持在0附近不變，DUT輸出必須變?yōu)?ndash;1 V。
TP1的電壓變化衰減1000:1后輸入DUT，導(dǎo)致輸出改變1 V，由此很容易計(jì)算增益（= 1000 × 1 V/TP1）。
為了測量開環(huán)交流增益，需要在DUT輸入端注入一個(gè)所需頻率的小交流信號，并測量相應(yīng)的輸出信號（圖5中的TP2）。完成后，輔助放大器繼續(xù)使DUT輸出端的平均直流電平保持穩(wěn)定。
圖5中，交流信號通過10，000:1的衰減器施加于DUT輸入端。對于開環(huán)增益可能接近直流值的低頻測量，必須使用如此大的衰減值。（例如，在增益為1，000，000的頻率時(shí)，1 V rms信號會將100 μV施加于放大器輸入端，放大器則試圖提供100 V rms輸出，導(dǎo)致放大器飽和。）因此，交流測量的頻率一般是幾百Hz到開環(huán)增益降至1時(shí)的頻率；在需要低頻增益數(shù)據(jù)時(shí)，應(yīng)非常小心地利用較低的輸入幅度進(jìn)行測量。所示的簡單衰減器只能在100 kHz以下的頻率工作，即使小心處理了雜散電容也不能超過該頻率。如果涉及到更高的頻率，則需要使用更復(fù)雜的電路。
運(yùn)算放大器的共模抑制比（CMRR）指共模電壓變化導(dǎo)致的失調(diào)電壓視在變化與所施加的共模電壓變化之比。在DC時(shí)，它一般在80 dB至120 dB之間，但在高頻時(shí)會降低。
測試電路非常適合測量CMRR。它不是將共模電壓施加于DUT輸入端，以免低電平效應(yīng)破壞測量，而是改變電源電壓（相對于輸入的同一方向，即共模方向），電路其余部分則保持不變。
在圖6所示電路中，在TP1測量失調(diào)電壓，電源電壓為±V（本例中為+2.5 V和–2.5 V），并且兩個(gè)電源電壓再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失調(diào)電壓的變化對應(yīng)于1 V的共模電壓變化，因此直流CMRR為失調(diào)電壓與1 V之比。
CMRR衡量失調(diào)電壓相對于共模電壓的變化，總電源電壓則保持不變。電源抑制比（PSRR）則相反，它是指失調(diào)電壓的變化與總電源電壓的變化之比，共模電壓保持中間電源電壓不變。
所用的電路*相同，不同之處在于總電源電壓發(fā)生改變，而共模電平保持不變。本例中，電源電壓從+2.5 V和–2.5 V切換到+3 V和–3 V，總電源電壓從5 V變到6 V。共模電壓仍然保持中間電源電壓。計(jì)算方法也相同（1000 × TP1/1 V）。
為了測量交流CMRR和PSRR，需要用電壓來調(diào)制電源電壓，如圖8所示。DUT繼續(xù)在直流開環(huán)下工作，但確切的增益由交流負(fù)反饋決定（圖中為100倍）。
為了測量交流CMRR，利用幅度為1 V峰值的交流電壓調(diào)制DUT的正負(fù)電源。兩個(gè)電源的調(diào)制同相，因此實(shí)際的電源電壓為穩(wěn)定的直流電壓，但共模電壓是2V峰峰值的正弦波，導(dǎo)致DUT輸出包括一個(gè)在TP2測量的交流電壓。
如果TP2的交流電壓具有x V峰值的幅度（2x V峰峰值），則折合到DUT輸入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR為x/100 V，并且CMRR為該值與1 V峰值的比值。
交流PSRR的測量方法是將交流電壓施加于相位相差180°的正負(fù)電源，從而調(diào)制電源電壓的幅度（本例中同樣是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模電壓仍然保持穩(wěn)定的直流電壓。計(jì)算方法與上一參數(shù)的計(jì)算方法非常相似。
總結(jié)
當(dāng)然，運(yùn)算放大器還有許多其它參數(shù)可能需要測量，而且還有多種其它方法可以測量上述參數(shù)，但正如本文所示，基本的直流和交流參數(shù)可以利用易于構(gòu)建、易于理解、毫無問題的簡單基本電路進(jìn)行可靠測量。
REXROTH放大器現(xiàn)貨型號表：
0811405126 VT-MSPA1-508-10/V0
0811405127 VT-MSPA1-525-10/V0
0811405106 VT-MSPA2-525-10/V0
R900702060 VT-MSPA1-1-1X/V0/0
R901142355 VT-MSPA1-10-1X/V0
R901142360 VT-MSPA1-11-1X/V0/0
R901288145 VT-MSPA1-30-1X/V0/0
R901288142 VT-MSPA1-150-1X/V0/0
R901142366 VT-MSPA1-200-1X/V0/0
R900249810 VT-MSPA1-50-1X/V0
R901054016 VT-MSPA1-50-1X/V001
R901010980 VT-MSPA2-1-1X/V0/0
R901348140 VT-MSPA2-1-1X=V0/0
R901061664 VT-MSPA2-200-1X/V0/0
R900537344 VT11131-1X/
R900030647 VT11132-1X/
R900211788 VT11118-1X/

供應(yīng)REXROTH放大器VT-MSPA1-508-10/V0